非线性失真的相关分析
受饱和区限制，最大输出电压只能达到(UCEQ -UCES)，受截止区限制，最大输出电压只能达到IC。因此，实际输出电压的最大幅度只能是(UCEQ-UCES)和IC中较小值的两倍(峰峰值)。
静态工作点的设置对最大输出幅度影响很大。为了获得更大的输出幅度，Q点应设置在交流负载线的中点附近。晶体管工作在非线性区域引起的失真称为非线性失真。非线性失真的原因来自两个方面:一是晶体管特性的非线性；二是Q点设置不合适或者输入信号过大。
说明由于Q点选择的高或低，使晶体管在输入信号的部分时间内进入饱和区或截止区而引起的失真，分别称为饱和失真和截止失真。
为了避免瞬时工作点进入截止区引起的截止失真，我们应该:
IC≥ICm +ICEO GS0218
为了避免瞬时工作点进入饱和区引起的饱和失真，我们应使:
UCE≥Uom+ UCES GS021无线通信业务的多媒体是其未来发展方向之一，而多媒体业务需要高速数据传输来支撑，因此宽带传输是无线通信发展的必然趋势。正交频分复用技术能有效抵抗信号波形间的干扰，具有优良的抗噪声性能和抗多径衰落能力，频谱利用率高，适用于存在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中的高速数据传输。OFDM技术凭借其固有的抗时延扩展能力和高频谱利用率，迅速成为研究的热点和下一代无线通信的核心技术。
众所周知，OFDM信号具有很高的峰均功率比，这就要求高功率放大器HPA(High Power Amplifier)具有很高的线性度。否则会产生非线性失真，导致频谱扩展和带内信号失真，恶化系统性能。因此，有必要抑制系统的非线性失真。
提出了一种将部分传输序列(PTS)和递归最小二乘法(RLS)相结合的失真补偿技术，可以有效地降低高功率放大器的非线性失真。2.1部分传输序列
部分传输序列(PTS)将每个OFDM符号分成V个子块，将每个子块乘以一个相位因子，然后对X′(k)进行IFFT运算，得到X′(n)。应该选择相位因子bi以使x′(n)的峰均功率比最低。
2.2自适应补偿
因此，幅度预失真是通过反转HPA的AM/AM特性曲线来实现的，相位预失真是通过从原始信号的相位中减去HPA的AM/PM响应来实现的。考虑子载波数N=256的OFDM系统，子载波采用16QAM调制，PTS块数V=4，采用邻分法生成OFDM时域信号，δ = 0.004，λ=l，ωA(O)=0，ωP(0)=0。在通信系统中，预失真性能通常与多径衰落无关，因此假设信道是理想的加性高斯白噪声信道，不存在符号间干扰，发射端和接收端的时钟精确同步。
其中Pmax表示放大器的最大输出功率，po表示放大器输出信号的平均功率。图2示出了在不同输出功率补偿条件下，具有和不具有预失真的接收机的信号星座。可以看出，预失真可以有效补偿功率放大器引起的非线性失真(图2(a)和(b))。同时可以看出，随着输出功率回退的减小，大功率放大器进入极限区域。此时，即使预失真也不能完全消除功率放大器引入的非线性失真(图2(c)和(d))。
当obo = 4.5 db时，有无预失真的系统误码率曲线如图3所示。为了使高功率放大器最有效地工作，需要在放大器的最大输出功率和OFDM信号的最小非线性失真之间进行折衷。因此，系统的总退化TD(TotalDegTadation)定义为:
其中Eb/No(HPA)代表在特定误码率条件下使用非线性功率放大器时所需的低Eb/No；Eb/No(AWGN)表示在不使用相同误码率的情况下，一对菲律宾线性功率放大器所需的最小Eb/No。系统的总退化随着输出功率回退的变化而变化，存在一个最小值。对应的OBO值称为最优功率回退，其值通常用于评价失真补偿算法的性能。